Правильная ссылка на эту страницу
http://az-design.ru/Support/Archiv/Elc1979/D19790329Elc044.shtml

Новое поколение линейных ИС, способных работать при напряжении питания 1 В

УДК 621.3.049.77.037.33

Роберт Уидлар
(Пуэрта-Вальярта, Халиско, Мексика)

R.I.Widlar. A new beed of linear ICs runs at 1-volt levels, pp.115—119.

Описаны новые схемотехнические решения, положенные в основу семейства низковольтных линейных ИС. Эти схемы могут работать при напряжениях питания около 1 В с очень малым потреблением мощности, причем для их изготовления не требуется какая-либо специальная технология — все их элементы представляют собой стандартные интегральные транзисторы, резисторы и конденсаторы. По основным качественным показателям новые схемы практически не уступают обычным линейным ИС.

В настоящее время появилась возможность создания таких сложных линейных ИС, как операционные усилители, компараторы и источники опорных напряжений, работающих с малой потребляемой мощностью от одного гальванического элемента. Область применения таких ИС выходит за пределы портативной измерительной аппаратуры, медицинских вживляемых приборов и приборов дистанционной телеметрии. Для этих ИС открываются совершенно новые возможности применения — когда можно питать их не от системных источников питания, а от имеющихся внутри системы остаточных малых напряжений.

Оказалось, что можно реализовать прецизионные линейные ИС, способные работать во всем диапазоне температур от —55 до 125°С от одного источника питания напряжением 1 В. Более того, в ограниченном температурном диапазоне эти ИС могут работать даже при напряжении питания всего 0,8 В. Для их изготовления не требуется какая-либо специальная технология. Они могут быть выполнены из стандартных биполярных приборов на базе новых схемотехнических решений и новых вариантов топологии ИС. Следует отметить, что области применения новых схемотехнических решений, описанных в данной статье, ни в коей мере не ограничены низковольтными приборами. На практике эти решения вполне можно использовать для повышения рабочих характеристик линейных приборов с более высокими напряжениями питания.

Цель данной статьи — познакомить как потребителей, так и разработчиков ИС с новыми возможностями построения низковольтных линейных схем и показать практическую осуществимость новых принципов построения схем в том смысле, чтобы представить определенные доказательства возможности серийного изготовления таких низковольтных приборов с приемлемым выходом годных.

Изображенная здесь схема выполняет ту же функцию, что и составной транзистор (прибор Дарлингтона), с тем лишь отличием, что при работе от источника пи
Рис.1. Изображенная здесь схема выполняет ту же функцию, что и составной транзистор (прибор Дарлингтона), с тем лишь отличием, что при работе от источника питания напряжением 800 мВ ее выходной каскад может входить в глубокое насыщение. Ток холостого хода этой схемы при выходном токе 20 мВ равен 10 мкА, что очень хорошо подходит для соответствующих напряжений.

Описанные схемные решения не являются чисто теоретическими построениями. Они обоснованы результатами серийного производства в фирме National Semiconductor Corp. интегральной схемы типа LM101{Права на представленные в статье технические идеи проданы автором фирме National Semiconductor Corp. (Санта-Клара, шт.Калифорния).}. Эта ИС представляет собой высококачественный операционный усилитель и стабилизатор напряжения и способна работать без каких-либо ограничений при напряжениях питания до 1,2 В. В ограниченном температурном диапазоне прибор может работать и при напряжениях до 1,0 В.

И хотя линейные схемы в принципе могут работать при напряжениях, лишь ненамного превышающих напряжение база — эмиттер (VBE) используемых в них транзисторов, надо сразу же совершенно четко уяснить, что никаких технологических приемов или методов, позволяющих сколько-нибудь существенно уменьшить напряжение VBE кремниевых транзисторов, не существует.

Факторы, определяющие VBE

Величина VBE, как видно из приведенного ниже эмпирического соотношения, определяется площадью, коэффициентом усиления и рабочим током транзистора. Выражение (1) связывает величину VBE с легко определямыми конструктивными параметрами прибора:

(1)

где k — постоянная Больцмана, То — абсолютная температура, q — заряд электрона (kT/q = 25,8 мВ при температуре 27°С), IC — ток коллектора, Aj — площадь эмиттерного перехода, hfe — максимальный динамический коэффициент усиления по току, JSB — коэффициент, определяемый свойствами транзисторной структуры.

Для двухдиффузионных npn-транзисторов, используемых в высококачественных линейных ИС, электронно-дырочная рекомбинация в базовой области практически всегда пренебрежимо мала, а именно это и нужно для получения минимального VBE (см. уравнение 1). При температуре То = 300 К эти приборы имеют величину коэффициента JSB = 4,4*10-13 A/cm2. Отклонения фактической величины VBE от расчетной, как правило, не превышают на практике 10 мВ.

Минимальное рабочее напряжение выходного каскада этой схемы составляет 1,2 В; для получения же <i>размаха </i>выходного напряжения, равного половине н
Рис.2. Минимальное рабочее напряжение выходного каскада этой схемы составляет 1,2 В; для получения же размаха выходного напряжения, равного половине напряжения питания, последнее должно составлять 2,4 В.

Поэтому при npn-транзисторе с эмиттером размером 25*25 мкм и коэффициентом усиления по току 200 величина VBE при токе 1 мкА составляет 550 мВ. Изменение любого из параметров, входящих в уравнение (1), в 10 раз вызывает изменение этого значения VBE на 60 мВ1{На это можно возразить, что ток Is в можно увеличить в 10 раз. Но дело в том, что в этом случае для получения прежнего напряжения сквозного обеднения базы придется во столько же раз уменьшить величину hfe, так что на практике величина VBE останется без изменений.}.

Уравнение (1) применимо также и к вертикальным и горизонтальным рпр-транзисторам, для которых JSB = 7*10-13 А/см2. Однако для получения в этих приборах малой рекомбинации носителей в базе (т.е. усиления по току hfe порядка 100) необходима высококачественная технологическая обработка. Кроме того, определение эффективной площади перехода представляет собой трехмерную задачу, особенно сложную применительно к горизонтальным транзисторным структурам.

Для существенного уменьшения VBE требуется использование полупроводниковых материалов с меньшей шириной запрещенной зоны, например германия. Однако создание в обозримом будущем интегральных схем на основе материалов с узкой запрещенной зоной маловероятно, ибо такие приборы имеют ограниченную (65—80°С) максимальную рабочую температуру, а технология их изготовления не совместима с существующими технологиями ИС.

Для получения схем с рабочими напряжениями около 1 В многие стандартные схемные решения, успешно применявшиеся в течение многих лет, оказываются просто непригодными. Одно из таких решений — схема составного транзистора (прибор Дарлингтона). Не имеет никакого смысла включать последовательно два перехода с падением напряжения VBE на каждом из них, получая в результате суммарное напряжение, в наихудшем случае составляющее 1 В. Из этого соображения и будем исходить при проектировании низковольтных схем.

Эквивалент составного транзистора

На рис.1 показана схема, функционально эквивалентная составному транзистору и отличающаяся от него только тем, что ее выходной транзистор может входить в режим глубокого насыщения, а минимальное напряжение питания составляет 800 мВ. В этой схеме используется дополнительный усилитель на транзисторах Q2, Q3 и Q4, который увеличивает поступающий в базу выходного транзистора управляющий ток в зависимости от нагрузочного тока схемы. Это требуется для решения проблем задания рабочей точки и для уменьшения тока, потребляемого в режиме ожидания (тока холостого хода) в тех случаях, когда схема должна развивать большие максимальные выходные токи. Ток холостого хода этой схемы, отрегулированный на выходной ток 20 мА, составляет 10 мкА. А поскольку эмиттерный ток транзистора Q5 возрастает при увеличении тока через транзистор Q1, то крутизна рассматриваемой схемы получается больше крутизны отдельного транзистора. Резистор R1 ограничивает величину дополнительного усиления при достижении схемой максимального выходного тока, в результате чего базовый ток транзистора Q5 уже не приводит к чрезмерному возрастанию падения напряжения на резисторе R2.

Накопленный значительный опыт работы с подобными схемами дополнительного усиления показал, что их применение не ухудшает частотные характеристики инвертора сигнала, по крайней мере на частотах до нескольких мегагерц.

Для правильной работы данной схемы надо, чтобы падение напряжения на резисторе R2 составляло около 100 мВ. Это обеспечивается тем, что размеры транзистора Q1 и величину тока I1 делают не большими, чем нужно, после чего транзистор Q5 выбирают настолько большим, чтобы обеспечить требуемую разность напряжений VBE. Технологические разбросы не оказывают существенного влияния на работу рассматриваемой схемы. Из уравнения (1) видно, что напряжение VBE npn-транзистора будет меняться на ±20 мВ при изменении hfe в диапазоне от 100 до 400. Величина разброса напряжения VBE для pnp-транзистора зависит от толщины и сопротивления эпитаксиального слоя. Наличие разбросов свыше ±10 мВ означает, что технологический процесс изготовления НС выходит из-под контроля.

Двухтактные выходные каскады

Создание выходного каскада представляет собой еще более интересную задачу, связанную с проектированием низковольтных линейных ИС. Типовая схема, показанная на рис.2, для этих целей практически бесполезна, ибо только для того, чтобы включить ее, необходимо напряжение питания 1,2 В. Если же надо получить размах выходного сигнала в ненагруженном состоянии, составляющий хотя бы половину напряжения питания, то на такую схему надо подать 2,4 В.

Для получения выходного сигнала с полным размахом, равным напряжению питания, можно использовать выходной усилительный каскад класса А. Однако для такого каскада ток покоя должен быть как минимум равен максимальному току нагрузки. В результате схема будет расходовать много лишней мощности даже в тех случаях, если ее рабочие токи можно будет подбирать в соответствии с ее конкретными применениями.

На рис.3 показана схема, представляющая собой почти идеальное решение проблемы проектирования выходного каскада. Эта схема может работать от источника питания напряжением менее 1 В, ее ток покоя составляет около 50 мкА, размах ее выходного сигнала равен напряжению питания, а выходной ток может достигать ±20 мА. Вместе с тем эта схема является отличным примером, иллюстрирующим характер проблем, которые надо решать при проектировании низковольтных линейных ИС.

Эта схема представляет собой решение проблемы создания низковольтного выходного каскада: она выполнена по схеме усилителя класса В, насыщающегося при
Рис.3. Эта схема представляет собой решение проблемы создания низковольтного выходного каскада: она выполнена по схеме усилителя класса В, насыщающегося при размахе выходного сигнала, равном напряжению питания, и работает от источника питания 0,8 В. Нижняя из двух сигнальных цепей — от транзистора Q15 до транзистора Q1 — это показанный на рис.1 эквивалент составного транзистора.

Легко видеть, что в схеме имеются две различные сигнальные цепи. Нижняя цепь, от транзистора Q15 до транзистора Q1, представляет собой описанный выше эквивалент составного транзистора. Верхняя сигнальная цепь, возбуждающая выходной pnp-транзистор, намного сложнее. В ней для получения требуемых сдвигов уровней и фазовых соотношений использованы три усилительных каскада с общим эмиттером.

На первый взгляд может показаться, что в такую сложную сигнальную цепь невозможно ввести частотную коррекцию с помощью обратной связи, особенно если учесть наличие в схеме других усилительных каскадов. Однако для уменьшения усиления в этой цепи успешно используются резистор R4, шунтирующая цепь R2—Q10 и транзистор Q6, а обратную связь в целом осуществляет транзистор Q7. Это позволяет компенсировать динамические характеристики и снизить усиление верхней сигнальной цепи примерно до уровня усиления нижней сигнальной цепи.

В режиме положительного насыщения транзистор Q5 обеспечивает отдельную цепь обратной связи, благодаря которой в базу выходного транзистора не поступает избыточный ток.

При высоких температурах необходимо, чтобы транзистор Q11 работал в режиме насыщения. Его напряжение коллектор — эмиттер равно напряжению эмиттер — база транзистора Q9 за вычетом падения напряжения на резисторе R4. В ненагруженном режиме ток через транзистор Q9 составляет 1—2 мкА, поэтому его напряжение VBE невелико. В результате напряжение коллектор — эмиттер транзистора Q11 вызовет прямое смещение его коллекторного перехода и как следствие — увеличение его базового тока. Образующееся в результате этого падение напряжения на резисторе R6 может резко уменьшить коэффициент усиления. Это особенно заметно при небольшой нагрузке на выходной pnp-транзистор.

Коллектор горизонтального npn-транзистора (Q<sub>12</sub> на рис.3) в этой структуре отбирает избыточный ток из базы npn-транзистора (Q<sub>11</sub> н
Рис.4. Коллектор горизонтального npn-транзистора (Q12 на рис.3) в этой структуре отбирает избыточный ток из базы npn-транзистора (Q11 на рис.3). К тому же данную структуру можно использовать для реализации линейной работы npn-транзистора в режиме насыщения.

Данную проблему можно решить использованием структуры, показанной на рис.4, в которой совмещены npn-транзистор Q1 и pnp-транзистор Q12. Когда транзистор Q11 входит в насыщение, его коллекторный переход смещается в прямом направлении и его базовая область работает как эмиттер горизонтального pnp-транзистора, увеличивая базовый ток. Этот избыточный ток собирается коллектором pnp-транзистора и течет затем через резистор R7, создавая на нем такое же по величине и противоположное по знаку падение напряжения, так что итоговое изменение напряжения на эмиттере прибора Q14 оказывается пренебрежимо малым.

Ограничение параметров схем

Это обстоятельство означает наличие существенного ограничения для низковольтных микромощных схем. По мере снижения рабочих токов величина VBE уменьшается, тогда как напряжение, при котором начинается насыщение (VTH), остается неизменным. С рстом температуры величина VBE снижается, тогда как величина VTH растет. Поэтому уменьшение рабочих токов будет ограничивать максимальную рабочую температуру схем. Описанные выше схемотехнические решения сохраняют свою работоспособность и в насыщении, однако работа в таком режиме приемлема только в некоторых областях применения.

Величину напряжения VBE для pnp-транзистора можно определить из приведенного выше соотношения. Для pnp-транзисторов расчет эффективной площади перехода представляет собой весьма сложную задачу, поэтому для них, вероятно, лучше определять VBE с помощью измерения. В типовых случаях величина напряжения VBE для npn-транзисторов с hfe = 200 может на 50 мВ превышать величину VBE для pnp-транзисторов (при одинаковых токах). Если учесть, что на пороге насыщения полный коэффициент усиления снижается до 100, то pnp-транзистор будет работать при токе в 200 раз меньшем, чем npn-транзистор (рис.5). Это означает, что разность напряжений Vbe данных транзисторов будет еще на 137 мВ больше, в результате чего порог насыщения при температуре 25°С будет составлять 187 мВ. Разбросы порога для заданного технологического процесса можно рассчитать, зная диапазон допустимых значений усиления hfe npn-транзистора. Этот порог можно уменьшить, скорректировав конструкцию pnp-прибора в сторону увеличения VBE, т.е. увеличив ширину его базы; однако особенно рассчитывать на результаты изменения геометрических параметров структуры нельзя, если с самого начала выбрано неудачное схемное решение.

Эта эквивалентная схема помогает проанализировать характеристики насыщения npn-транзисторов в линейных ИС. При достаточно большом коэффициенте усилени
Рис.5. Эта эквивалентная схема помогает проанализировать характеристики насыщения npn-транзисторов в линейных ИС. При достаточно большом коэффициенте усиления pnp-транзистор схемы может работать при токе, в 200 раз меньшем тока npn-транзистора, благодаря чему порог насыщения npn-прибора получается равным 187 мВ.

Обычно дискретные транзисторы имеют остаточные напряжения от 100 до 200 мВ даже в режиме сильного насыщения. Однако для интегральных транзисторов указанное ограничение действует далеко не всегда. Причину этого можно пояснить с помощью рис. 5. При увеличении базового тока сверх отмеченного на рисунке значения pnp-транзистор начинает поглощать избыточный ток и его напряжение VBE возрастает. Это в свою очередь вызывает уменьшение напряжения коллектор — эмиттер npn-транзистора. Оно будет продолжаться вплоть до напряжений VCE<1 мВ, если усиление рпр-тран-зистора по току достаточно велико, чтобы не вызывать дополнительный рост тока в коллекторной цепи npn-транзистора. Именно малое усиление по току горизонтальных pnp-транзисторов в ИС, легированных золотом, и приводит к тому, что в этих схемах напряжение насыщения npn-транзисторов получается довольно высоким.

Конденсаторы в изолирующих областях

Для частотной коррекции в сложных сигнальных цепях схемы, показанной на рис.3, требуется применение конденсаторов суммарной емкостью более 300 пФ. Для создания этих конденсаторов можно использовать емкость перехода между эмиттерными и изолирующими диффузионными областями, удельная емкость которого составляет около 1500 пФ/мм2 по сравнению с 150 пФ/мм2 для конденсаторов с МОП-структурой. Кроме того, 75% всей этой емкости приходится на конденсаторы, изготовленные непосредственно в изолирующих областях ИС. Структура такого конденсатора показана на рис.6. Поскольку изолирующая область обычно все равно никак не используется, применение таких конденсаторов не приводит к увеличению площади кристалла ИС. Для примера можно привести схему LM108, размеры кристалла которой составляют 1,47*1,50 мм; в ней путем использования изолирующих областей можно получить конденсаторы суммарной емкостью свыше 1000 пФ. Естественно, что отрицательная обкладка такого конденсатора по необходимости постоянно соединена с отрицательным полюсом источника питания. Пробивное напряжение таких конденсаторов составляет около 5 В, а емкость зависит от приложенного напряжения. Конструктор, желающий спроектировать схему так, чтобы в ней можно было применить эти конденсаторы, а не какие-либо другие, занимающие большую площадь, должен проявить определенную изобретательность. Однако представляется, что затрачиваемые на разработку таких схемных решений усилия с лихвой оправдываются.

Одним из электродов этой конденсаторной структуры служит изолирующая диффузионная p<sup>+</sup>-область, подключенная к отрицательному полюсу источник
Рис.6. Одним из электродов этой конденсаторной структуры служит изолирующая диффузионная p+-область, подключенная к отрицательному полюсу источника питания, другим — эмиттерная диффузионная n+-область, сформированная в тех участках структуры, которые все равно никак иначе не используются. Поэтому для таких конденсаторов не требуется дополнительная площадь кристалла.

Использование стандартных схем источников опорных напряжений, стабилизированных по величине запрещенной зоны кремния, возможно только при напряжениях питания 1,3 В и выше. Это напряжение чересчур велико, и его применение нежелательно, так как при этом исключается возможность использования в качестве источника питания ИС кадмиево-никелевых аккумуляторных элементов. Чтобы устранить эту трудность, была разработана специальная схема, показанная на рис.7. Она формирует выходное напряжение величиной 200 мВ при работе от источника питания напряжением до 800 мВ.

Этот источник напряжения вырабатывает выходное напряжение 200 мВ и может работать при напряжениях питания менее 800 мВ. Благодаря этому его можно испо
Рис.7. Этот источник напряжения вырабатывает выходное напряжение 200 мВ и может работать при напряжениях питания менее 800 мВ. Благодаря этому его можно использовать в приборах, работающих от одного кадмиево-никелевого аккумуляторного элемента. Температурный дрейф выходного напряжения равен 0,002%/°С, тогда как для типовых источников опорного напряжения этот параметр составляет 0,004%/°С.

Источник опорного напряжения 800 мВ

Легче всего понять работу этой схемы можно, представив себе, что резисторы R2 и R5 временно замкнуты накоротко. В этом случае видно, что выходное опорное напряжение будет равно сумме падения напряжения на резисторе R3 и разности напряжений на эмиттерных переходах транзисторов Q1 и Q2. Первая составляющая пропорциональна напряжению на эмиттерном переходе транзистора Q1 и имеет отрицательный температурный коэффициент. У второй составляющей этот коэффициент положителен. Суммируя правильно выбранные доли этих напряжений, можно получить температурную компенсацию первого порядка.

Коллекторный ток транзистора Qb по существу, представляет собой ток смещения (Ibias) за вычетом тока через делитель на резисторах R3, R4 и R5. Если ток смещения не меняется с температурой, а ток через делитель меняется так же, как напряжение эмиттер — база, то коллекторный ток транзистора Q1 можно сделать пропорциональным абсолютной температуре. В этом случае величину сопротивления резистора R2 можно выбрать такой, что выходное опорное напряжение не будет меняться при небольших изменениях тока смещения в широком температурном диапазоне.

Для коррекции нелинейности дрейфа можно зафиксировать коллекторный ток транзистора Q2, сохраняя его постоянным при температурных изменениях тока Qb В результате в составляющей ΔVBE появится нелинейный член типа самой величины VBE, но с обратным знаком:

Фактически коррекция получается несколько больше необходимой, однако это можно исправить, подключив резистор R1 к отводу правильно подобранного делителя R4—R5. В результате всего этого типовая величина температурного дрейфа для новой схемы получается равной 0,002 %/°С, тогда как для стандартных источников, стабилизированных по ширине запрещенной зоны, эта величина в лучшем случае составляет 0,004%/°С.

Возможности применения полевых транзисторов

В процессе исследований обсуждалась также возможность построения низковольтных линейных ИС с применением полевых транзисторов, поскольку они хорошо проявили себя в цифровых ИС. Известно, что работа полевых транзисторов протекает более или менее независимо от величины запрещенной зоны полупроводника, тогда как для биполярных приборов влияние этого параметра существенно и накладывает на них определенные ограничения. Но на практике пороговые напряжения полевых приборов имеют технологические разбросы по крайней мере не меньшие, чем разбросы напряжений VBE биполярных транзисторов. Учитывая особенности реального производства, можно сказать, что некоторые линейные схемы на полевых приборах могли бы работать при меньших напряжениях по сравнению с биполярными, тогда как другие схемы — нет.

Другой недостаток полевых транзисторов — это намного меньшая по сравнению с биполярными транзисторами крутизна (даже при умеренных плотностях токов). Он означает, что для изменения тока стока в заданное число раз для полевых приборов может потребоваться в 10 раз большее изменение напряжения затвор — исток, чем соответствующее изменение напряжения VBE для биполярных приборов.

Существует еще много проблем, которые связаны с построением низковольтных линейных ИС целиком на полевых транзисторах. Однако это не означает, что от полевых приборов следует полностью отказаться. При правильно заданном смещении в рабочей точке их можно успешно использовать совместно с биполярными приборами в таких блоках, как входные каскады операционных усилителей. Однако перспективы линейных ИС, целиком выполненных на полевых транзисторах, пока довольно неопределенны, особенно если учесть, что с помощью стандартной биполярной технологии, как легко показать, можно успешно создавать конкурирующие схемы.

Технология

Как уже говорилось выше, для изготовления рассмотренных в статье схем можно использовать стандартную технологию линейных ИС, разработанную в 1968г. для производства таких приборов, как LM101A и LM111. Типовые коэффициенты усиления транзисторов в этих ИС составляют 200 для npn-приборов и 150 — для горизонтальных pnp-приборов.

Минимальные пробивные напряжения таких приборов получаются около 45 В (за исключением случаев, когда в приборе имеются локальные дефекты). Следовательно, данные схемные решения не ограничены сферой низковольтных приборов, хотя наверняка будет спрос и на подобные приборы с малыми пробивными напряжениями.

Относительная схемная сложность низковольтных ИС предполагает использование в них большого количества высокоомных резисторов, особенно если схема должна работать в микромощном режиме. Вплоть до поверхностных сопротивлений около 4 кОм/квадрат в рассматриваемых схемах можно использовать ионно-легированные резисторы. При более высоких поверхностных сопротивлениях возникает, вероятно, сугубо практическая проблема повышения точности контроля технологического процесса.

Ионная имплантация не является новым технологическим методом, однако и у нее есть определенные особенности. Например, ионно-легированные резисторы обязательно получаются с малой глубиной залегания примеси, в результате чего радиус кривизны перехода у поверхности полупроводника получается очень малым. Это вызывает снижение пробивного напряжения и повышение чувствительности характеристик резистора к поверхностным дефектам. Однако, имея в виду это обстоятельство, всегда можно выбрать такую конструкцию и топологию ИС, чтобы на эти резисторы приходилась лишь небольшая часть полного напряжения питания схемы.

Заключение

Все вышеизложенное свидетельствует о том, что низковольтные линейные ИС могут быть сложнее обычных линейных схем. Использование подобных схемных решений при изготовлении схем на дискретных компонентах было бы бессмысленным, однако для ИС оно вполне оправданно. Интегральная схема LM10, например, выполнена на кристалле, размеры которого почти равны размерам кристалла ИС стабилизатора напряжения. Выход годных для низковольтных ИС в настоящее время также получается почти таким же, как для обычных линейных схем. В конечном счете новые схемы могут оказаться даже дешевле, так как для их монтажа не требуются более дорогие корпуса, рассчитанные на высокую рассеиваемую мощность.

Источник опорного напряжения, стабилизированный по ширине запрещенной зоны

Источник напряжения, стабилизированный по ширине запрещенной зоны, имеет компенсацию нелинейностей второго порядка величины напряжения база — эмиттер и температурного дрейфа, неизбежного в резистивных цепях. Хорошо известно, что напряжение на эмиттерном переходе биполярного транзистора обладает почти линейным отрицательным температурным коэффициентом. Разность напряжений эмиттер — база двух транзисторов, работающих при различных плотностях тока, имеет положительный температурный коэффициент. Если эти два напряжения сложить в нужной пропорции, то получится независимое от температуры напряжение, равное ширине запрещенной зоны полупроводникового материала (для кремния эта величина равна Vgo =1,205 В). Все сказанное можно проиллюстрировать с помощью показанной ниже упрощенной схемы.

Разность напряжений на эмиттерных переходах можно представить в следующем виде:

где J1 и J2 — плотности токов в транзисторах Q1 и Q2. Зависимость напряжения VBE от температуры имеет следующий вид:

где VBEo (см. уравнение 1) — величина VBE при Т0 и IC0, а величина коэффициента n соответствует подвижности неосновных носителей в базе.

Логарифмические члены в уравнении для VBE означают, что для получения минимального дрейфа величина опорного напряжения должна быть больше величины запрещенной зоны. Они также вносят нелинейность, из-за которой температурная нестабильность таких источников составляет в лучшем случае около 0,04 %/°С (см. график). Некоторую коррекцию этой нелинейной зависимости можно получить, разделив резистор R1 на две части (резистор R1 показан на рисунке) и зашунтировав одну из них диодом.

Прецизионные измерения показали, что для двух-диффузионных npn-транзисторов Vge =1,185 В и n≈1. Для горизонтальных и вертикальных pnp-транзисторов эти параметры несколько иные: Vg0=1,205 В, n=2. Причиной этих различий является, видимо, сужение запрещенной зоны вследствие нарушений решетки кремния из-за сильного легирования базовой области.

Выходные данные:

Журнал "Электроника" том 52, No.07 (559), 1979г - пер. с англ. М.: Мир, 1979, стр.52

Electronics Vol.52 No.7 March 29, 1979 A McGraw-Hill Publication

Раздел: МЕТОДЫ, СХЕМЫ, АППАРАТУРА

Тема:     Интегральные схемы




<<< Пред. Оглавление
Начало раздела
След. >>>

Дата последнего изменения:
Thursday, 21-Aug-2014 09:10:44 MSK


Постоянный адрес статьи:
http://az-design.ru/Support/Archiv/Elc1979/D19790329Elc044.shtml