Правильная ссылка на эту страницу
http://az-design.ru/Support/HardWare/Fairchild/D19790301Elc031.shtml

Высококачественные Шоттки/ТТЛ ИС, изготовленные по технологии окисной изоляции

УДК 681.325.65:621.3.049.77

Бечдолт, Феррис, Гриффит
Фирма Fairchild Camera and Instrument Corp. (Маунтен-Вью, шт.Калифорния)

В.Bechdolt, D.Ferris, P.Griffith. Oxide isolation buildsa better Schottky TTL, pp.111—116.

Описано новое семейство ТТЛ ИС с диодами Шоттки, изготавливаемое по технологии окисной изоляции «Изопланар II». Схемы этого семейства по мощности примерно соответствуют современным маломощным Шоттки/ТТЛ ИС, а по быстродействию — стандартным Шоттки/ТТЛ ИС. Столь высокие характеристики получены благодаря значительному уменьшению размеров транзисторов и их паразитных емкостей и применению более совершенных схемных решений.

В области биполярных логических схем в настоящее время ведущее положение занимают два семейства Шоттки/ТТЛ интегральных схем. Маломощные Шоттки/ТТЛ ИС превосходят обычные ТТЛ-схемы по произведению мощность*задержка, однако в ряде случаев их быстродействие оказывается недостаточно высоким. Стандартные Шоттки/ТТЛ ИС обладают более высоким быстродействием, но созданию на их основе схем с высокой плотностью упаковки препятствует большая потребляемая ими мощность. Специалисты компании Fairchild разработали технологию усовершенствованных Шоттки/ТТЛ ИС (серия FAST2{FAST — Fairchild's Advanced Schottky TTL.}), предназначенных для замены схем обоих этих семейств. Приборы серии FAST превосходят по быстродействию стандартные Шоттки/ТТЛ ИС и вместе с тем потребляют вчетверо меньшую мощность, позволяя повысить уровень сложности выполняемых на их основе устройств.

Первые девять ИС серии FAST — это полные функциональные эквиваленты стандартных Шоттки/ТТЛ-вентилей И, НЕ-И, ИЛИ и НЕ-ИЛИ, идентичные им и по разводке выводов корпусов. Следующие 10 ИС будут представлять собой устройства выборки/мультиплексоры данных 74S151, -152, -157 и -158 и их модификации с выходными каскадами на три состояния 74S251, -252, -257 и -258. Оставшиеся две схемы — это сдвоенный четырехвходовый мультиплексор 74S352 и его модификация с выходным каскадом на три состояния 74S353.

Разработку подобного семейства быстродействующих маломощных ТТЛ-схем следует начинать с тщательного анализа факторов, определяющих предельные возможности обычных схем. Этот анализ можно выполнить, исследовав роль и влияние каждого из транзисторов схемы на ее характеристики. На рис.1, а показан современный вариант двухвходового вентиля НЕ-И, выполненного по технологии маломощных Шоттки/ТТЛ-схем. Полную задержку такой схемы можно рассчитать с помощью анализа заря-доуправляемых эффектов, который позволяет связать характеристики транзистора с величинами накопленных зарядов и емкостями областей пространственного заряда.

Типы емкостей транзистора

С неподвижным и подвижным зарядами в транзисторе связаны определенные типы емкостей. Ионизированные донорные и акцепторные примеси вблизи pn-переходов образуют стационарный заряд, который проявляется в виде емкости слоя пространственного заряда (емкости перехода). На рис. 1,б показана эквивалентная схема транзистора с учетом этих паразитных эффектов. Емкости областей пространственного заряда переходов база — коллектор и база — эмиттер Cjc и Cje прямо пропорциональны площадям соответствующих переходов. Переход коллектор — подложка обладает емкостью своего слоя пространственного заряда Ccs, которая пропорциональна площади коллектора транзистора. Так как все указанные емкости переходов пропорциональны их площадям, то при уменьшении геометрических размеров транзисторных структур эти емкости уменьшаются.

Диффузионная емкость Cde связана с подвижными неосновными носителями, которые переносят прямой ток в нейтральных областях базы и эмиттера и в областях пространственного заряда. Величина этой емкости пропорциональна прямому току транзистора и прямому времени пролета τF, которое в свою очередь обратно пропорционально произведению коэффициента усиления по току на полосу пропускания транзистора fT. Чем больше fT, тем меньше прямое время пролета. Поэтому диффузионная емкость Cde тем меньше, чем меньше ток, а в транзисторах с большим fT ее вклад оказывается менее существенным.

Слева на рисунке показана схема двухвходового ломощных Шоттки/ТТЛ ИС. Задержка сигнала в таком переходов транзисторов. Справа приведена эквивалентная
Рис.1. Слева на рисунке показана схема двухвходового ломощных Шоттки/ТТЛ ИС. Задержка сигнала в таком переходов транзисторов. Справа приведена эквивалентная вентиля НЕ-И, выполненного по технологии обычных ма-вентиле обусловлена паразитными емкостями диода и схема, иллюстрирующая влияние паразитных емкостей.

Другой паразитный эффект

Подвижные неосновные носители, создающие обратный ток в электронейтральных областях базы и коллектора и областях пространственного заряда, «образуют» диффузионную емкость Cdc. Она пропорциональна обратному (а не прямому) току транзистора и его обратному (инверсному) времени пролета. Путем соответствующего подключения фиксирующего диода Шоттки этот обратный ток можно значительно уменьшить, так что величина Cdc станет пренебрежимо малой. Однако сам диод Шоттки вносит дополнительную емкость Cjd (на рис. 1,б не показана). Поэтому модель транзистора с фиксирующим диодом Шоттки отличается от модели, показанной на рис. 1,б: в ней отсутствует емкость Cdc, а емкость CjC заменяется суммой емкостей Cjc + Cjd.

Для включения транзистора с фиксирующим диодом Шоттки его эмиттерный переход надо сместить в прямом направлении, а для этого необходимо с помощью базового тока зарядить емкости Cje и Cde транзистора. Когда транзистор включается, через него начинает протекать коллекторный ток и напряжение на коллекторе падает до своего минимального возможного значения (до напряжения насыщения). В процессе снижения коллекторного напряжения происходит перезаряд емкостей Cjc, Cjd и Cc s через транзистор.

Таблица 1 Динамические характеристики автономных вентилей НЕ-И

Емкость нагрузки, пф

Параметр

Схема на 20-мВт вентилях

Схема на 20-мВт вентилях

15

Время нарастания, нс

3,5

2,3

Время спада, нс

3,5

2,4

50

Время нарастания, нс

5,1

3,2

Время спада, нс

4,9

3,4

Наоборот, для выключения транзистора напряжение на его базе снижается, вызывая протекание отрицательного тока из транзистора и разряд емкостей Cje и Cde. Когда транзистор выключается, его коллекторный ток перестает течь. Вместо этого ток, поступающий в коллекторную цепь, заряжает емкости CjC, Cjd и Cc s.

Время, необходимое для заряда конденсатора, пропорционально его емкости и обратно пропорционально заряжающему конденсатор току. Один из способов уменьшения времени заряда — это увеличение заряжающего тока. Однако диффузионная емкость транзистора прямо пропорциональна прямому току транзистора (который в транзисторе с фиксирующим диодом Шоттки представляет собой весь ток через транзистор), так что время, необходимое для заряда этой диффузионной емкости, не будет зависеть от величины заряжающего тока и будет пропорционально только параметру τf транзистора. Следовательно, при увеличении потребляемой схемой мощности ее быстродействие будет повышаться только до тех пор, пока время заряда емкости перехода не станет меньше времени, необходимого для заряда диффузионной емкости транзистора. После этого задержка сигнала в схеме перестанет зависеть от потребляемой схемой мощности.

Для уменьшения задержки при некоторой заданной мощности в так называемой маломощной области, в которой задержка обратно пропорциональна заряжающему току и пропорциональна емкости переходов, необходимо уменьшать саму емкость перехода. Это сопряжено с уменьшением площади переходов, т.е. созданием приборов с малыми геометрическими размерами. В области большой мощности задержка схемы пропорциональна τf, а так как τf обратно пропорционально fT, то надо применять транзисторы с очень высокими значениями fT.

Теперь, когда требования к элементам быстродействующих ТТЛ ИС определены, а именно показано, что требуются транзисторы с малыми геометрическими размерами и высокой величиной произведения усиление по току*полоса пропускания, следующий шаг — это выбор наилучшего способа изготовления таких приборов. Хорошей исходной точкой для анализа является планарная технология, так как она относительно проста и хорошо известна и изучена. Но у этой технологии есть один важный недостаток: планарные транзисторы имеют относительно большие размеры и громоздки. Основные трудности уменьшения площади биполярного планарного транзистора связаны с поперечной диффузией при формировании переходов и с погрешностями совмещения при фотолитографии.

На рис.2,а показаны топология и сечение планарного транзистора. Его минимальные геометрические размеры определяются целым рядом факторов, а именно:

— Минимальные размеры окна под эмиттерныи контакт, которые можно получить по данной технологии изготовления фотошаблонов и пластин.

— Глубина эмиттерной диффузионной области, которая определяется возможной ошибкой совмещения окна под эмиттерныи контакт и окна под эмиттерную диффузионную область.

— Размер области, который должен быть достаточно большим для того, чтобы в этой области поместились эмиттерныи и базовый контакты даже при максимальной ошибке совмещения фотошаблонов.

— Расстояние между базовым контактом и эмиттером, которое должно быть достаточно велико для того, чтобы они не соприкасались даже при максимальных ошибках совмещения соответствующих фотошаблонов.

— Минимальный размер кремниевого «кармана» n-типа, который определяется величинами боковой диффузии как базовой области p-типа, так и изолирующих диффузионных областей p-типа, а также возможными ошибками совмещения обоих фотошаблонов.

Активной областью такого планарного транзистора является только область под его эмиттером. Все емкости переходов, расположенных на участках за пределами эмиттера, — это паразитные емкости, ухудшающие рабочие характеристики прибора.

Усовершенствованным вариантом обычной планарной технологии является технология приборов с «промытым» эмиттером (рис. 2,6). Эта технология основана на использовании боковой диффузии эмиттерной примеси в базе, а также на использовании окисла над базовой областью для пассивации эмиттерного перехода. Так как после эмиттерной диффузии оставлять на эмиттере окисел нет необходимости, то говорят, что такой эмиттер «промыт» от окисла.

Таблица 2. Характеристики кольцевых счетчиков на внутренних вентилях с буферными каскадами

Вариант счетчика

Средняя мощность, мВт

Средняя задержка, нс

Произведение задержках мощность, пДж

А

1,6

3,05

4,88

В

2,4

2,19

5,26

С

4,2

1,70

7,14

D

7,7

1,59

12,24

В технологии с промытым эмиттером ошибка совмещения окна под эмиттерный контакт и края эмиттерной диффузионной области исключена, поэтому размер эмиттера можно сделать равным размеру минимально возможного окна в окисле, а паразитные (ненужные) участки эмиттера за пределами этого окна исключить. Более того, размер базовой области и кремниевого «кармана» можно уменьшить на такую же величину, что и размер эмиттера. Тем не менее из-за наличия областей базы и кремниевого «кармана», лежащих за пределами эмиттерного контакта, паразитные емкости транзистора остаются достаточно большими. И хотя другие усовершенствования в области фотолитографии могут обеспечить уменьшение общего размера планарного транзистора, принципиальное ограничение уже достигнуто: значительная часть емкостей планарного транзистора принципиально обусловлена паразитными эффектами.

Быстродействие изопланарных приборов

Изопланарная технология значительно отличается от обычной планарной технологии в том смысле, что в ней исключены изолирующие диффузионные области р-типа, которые заменены боковыми окисными стенками. Топология и сечение изопланарного транзистора показаны на и боковую диффузию между изолирующими областями и базовой областью. По существу, база в данном транзисторе является самосовмещенной, а окно в базовом фотошаблоне может быть сделано шире кремниевого «кармана» — ведь базовая область определяется совпадающими участками окна в фотошаблоне базы и окна для кремниевого «кармана», окруженного окисной изоляцией. В результате достигается значительное уменьшение площади коллекторной области, лежащей за пределами базы, с соответствующим уменьшением коллекторной емкости транзистора.

Но самое большое сокращение паразитных емкостей достигается при использовании технологии «Изопланар II». Топология и структура соответствующего транзистора показаны на рис. 2,г. Эмиттер этого транзистора заканчивается на изолирующих окисных стенках, в результате чего уменьшается лежащая за пределами эмиттера паразитная область базы. Более того, формирование на фотошаблонах и пластинах длинных и узких линий проще создания корот рис. 2,в. Так как окисная изоляция состоит из диэлектрического материала, то базовая область может перекрываться с ней без риска замыкания с подложкой р-типа, в результате чего можно не принимать во внимание ошибки совмещения ких линий такой же ширины, поэтому эмиттерную область в таких транзисторах можно сделать уже, чем в структурах без окисных стенок. Технология «Изопланар II» обеспечивает уменьшение площади коллектора более чем на 70% по сравнению с обычными планарными транзисторами и планарными транзисторами с промытым эмиттером и более чем на 40% по сравнению с обычными изопланарными транзисторами. Однако еще более существенным для повы-сшения быстродействия транзисторов является то обстоятельство, что в приборах, выполненных по технологии «Изопланар II», емкость перехода база — коллектор уменьшена на 60% по сравнению с планарными и обычными изопланарными приборами.

В изопланарной технологии (в) диффузионная изолирующая область р-типа, используемая в обычной планарной технологии (а и б), заменена боковой окисной с
Рис.2. В изопланарной технологии (в) диффузионная изолирующая область р-типа, используемая в обычной планарной технологии (а и б), заменена боковой окисной стенкой. В технологии «Изопланар II» (г) эмиттер примыкает к изолирующей окисной стенке, что позволяет существенно уменьшить размеры транзистора и ослабить влияние паразитных эффектов.

Благодаря столь значительному уменьшению площади структур в сочетании с использованием переходов с малой глубиной залегания и более качественной технологической обработкой были изготовлены транзисторы с величиной fT, равной 5 ГГц. Такое большое значение fT и малые геометрические размеры транзисторов обеспечивают получение вентилей, обладающих повышенным быстродействием при всех уровнях потребляемой мощности. И наконец, опыт, накопленный в процессе производства ЭСЛ ИС серии F100K, и последние достижения в области изготовления фотошаблонов электронно-лучевым методом и в области проекционной фотолитографии делают технологию «Изопланар II» наиболее подходящей для массового производства интегральных схем.

Сколько нужно каскадов: два или три!

На следующем этапе проектирования был рассмотрен вопрос выбора такого схемного решения, которое бы позволило максимально использовать все преимущества транзисторов, изготовленных по технологии «Изопланар II», связанные с их высокими рабочими характеристиками, и получить ИС, полностью совместимые с другими ТТЛ-схемами. Такая схема должна иметь минимально возможные задержки сигналов при приемлемом уровне потребляемой мощности. Пороги ее переключения должны находиться в зоне между предельными паспортными значениями низкого и высокого входных логических уровней (0,8 и 2,0 В). Идеальный вариант схемы должен также обеспечивать ее работу на большие выходные емкостные нагрузки.

Были исследованы два основных схемных решения: с двумя и тремя усилительными каскадами. Двухкаскадный вариант до настоящего времени обычно применялся при изготовлении стандартных и маломощных Шоттки/ТТЛ ИС. Два типа такого схемного варианта показаны на рис. 3,а и б; в одном из них на входе используется транзистор, в другом — диод Шоттки.

Были исследованы три основных схемных вари анта. В схемах (а) и (б) используются два усилительных каскада, тогда как в схеме (в) — три (третий каскад
Рис.3. Были исследованы три основных схемных вари анта. В схемах (а) и (б) используются два усилительных каскада, тогда как в схеме (в) — три (третий каскад на транзисторе Qi). Каждый из вариантов имеет свои преимущества и недостатки, однако высокий порог переклю чения и высокая помехоустойчивость трехкаскадного варианта делают его наиболее предпочтительным.

Транзистор на входе позволяет получить более высокий входной статический порог переклю чения схемы (около 1,3 В), тогда как при использовании диода этот порог ниже (около 1,0 В). Дело в том, что напряжение коллектор — эмиттер насыщенного транзистора составляет в типовом случае всего 0,2 В, тогда как прямое падение напряжения на диоде Шоттки равно примерно 0,5 В. Поэтому схеме с транзистором на входе недостатки, связанные с низким порогом переключения и помехами, присущи в меньшей степени.

Таблица 3. Статические характеристики разных серий ТТЛ-схем с диодами Шоттки

Параметр

Шоттки/ТТЛ

Маломощные Шоттки/ТТЛ

Серия FAST

Входной уровень логической 1, VIH (минимальный), В

2,0

2,0

2,0

Входной уровень логического 0, VIL (максимальный), В

0,8

0,7—0,8

0,8

Напряжение на входном блокирующем диоде (максимальное) VCD. B

—1,2

—1,5

—1,2

Выходной уровень логической 1 (минимальный) VOH, В

коммерческие ИС

2,7

2,7

2,7

военные ИС

2,5

2,5

2,5

IOH, мА

-1

—0,4

 -1

Выходной уровень логического 0 (максимальный) VOL, В

коммерческие ИС

0,5

0,5 (lOL=8 мА)

0,5

военные ИС

(IOL=20 мА)

0,4 (IOL=4 мА)

(IOL=20 мА)

Входной ток логической 1, IIH (максимальный), мкА

при 2,7 В

50

20

20

при максимальном входном напряжении

1000 при 5,5 В

100 при 10 В

100 при 7 В

Входной ток логического 0, IIL (максимальный), мА

 2

-0,4

—0,6

Выходной ток короткого замыкания, IOS, mA

максимальный

—100

—100

—150

минимальный

—40

—20

—40

Однако другие соображения говорят в пользу схемы с диодом на входе. Во-первых, диод при изменении входного напряжения обычно срабатывает быстрее, потому что барьерная емкость перехода диода способствует передаче заряда в базу или рассасыванию заряда базы транзистора в первом усилительном каскаде ИС, в результате чего задержка прохождения сигнала через схему уменьшается. В схеме с транзисторным входом такого взаимодействия нет. Кроме того, емкость коллектор—подложка входного транзистора (схема 3,6) оказывается подключенной параллельно базе транзистора первого каскада ИС, замедляя его срабатывание.

Другой недостаток схемы с транзистором на входе заключается в том, что при высоких входных напряжениях ее ток утечки обычно больше. И хотя подключение фиксирующего диода Шоттки позволяет снизить величину этого тока, емкость диода увеличивает паразитную емкость на базе транзистора первого усилительного каскада схемы. И наконец, схемы с транзисторами на входе обычно имеют более низкие по сравнению со схемами с диодными входами входные пробивные напряжения.

Типовая трехкаскадная схема, показанная на рис.3,в, содержит дополнительный усилительный каскад (транзистор Qi) по сравнению с двухкаскадной схемой, а на ее входе установлен обычный диод с pn-переходом вместо диода Шоттки. Этот дополнительный усилительный каскад повышает статический входной порог переключения схемы примерно до 1,5 В, что существенно превышает порог переключения двух-каскадных схем. В результате достигается увеличение порогового уровня логического 0 по сравнению с требуемыми значениями (для обычных Шоттки/ТТЛ ИС он равен 0,8 В, для маломощных Шоттки/ТТЛ-схем — 0,7 В), особенно при высоких температурах, и улучшается помехоустойчивость схем по уровню логического 0. Для двухкаскадной схемы с диодным входом получить указанные выше значения порогового уровня логического 0 можно только в случае применения входного диода с большими физическими размерами. Однако большая барьерная емкость такого диода приводит к дальнейшему ухудшению динамической помехоустойчивости и задержек сигналов в многовходовых ИС. Для трехкаскадной схемы порог переключения достаточно высок, чтобы можно было использовать диод с малыми размерами, повысив тем самым помехоустойчивость ИС.

Из этих графиков видно, что при мощностях менее 4 мВт задержка вентиля серии FAST быстро уменьшается с ростом потребляемой им мощности. При более высо
Рис.4. Из этих графиков видно, что при мощностях менее 4 мВт задержка вентиля серии FAST быстро уменьшается с ростом потребляемой им мощности. При более высоких мощностях начинается быстрое возрастание величины произведения задержкаХмощность. Поэтому величина рассеиваемой вентилем мощности, равная 4 мВт, является оптимальной.

Как в двухкаскадных, так и в трехкаскадных схемах используется диод D1 включенный между выходом ИС и коллектором фазоразделительного транзистора Q2. Этот диод обеспечивает уменьшение задержки при работе схемы на большие емкостные нагрузки. Когда выходное напряжение ИС снижается, заряд из нагрузочной емкости перетекает через транзистор Q2 в базу выходного транзистора Q4, способствуя тем самым ускорению насыщения этого транзистора.

Еще один компромисс

Использование в трехкаскадной схеме дополнительного усилительного каскада обеспечивает принципиально более высокую скорость ее переключения из 1 в 0. Насыщение транзистора Qi происходит при меньшем базовом токе, в результате чего транзистор Q2 включается быстрее, чем в двухкаскадной схеме. Это обстоятельство особенно важно для многовходовых схем НЕ-И, в которых емкостная нагрузка на входе возрастает из-за влияния других входов ИС.

С другой стороны, для трехкаскадной схемы скорость переключения из 0 в 1 принципиально ниже, чем для двухкаскадной. Сопротивление R, по которому происходит рассасывание базового заряда, намного выше сопротивления входного диода D2 в двухкаскадной схеме, в результате чего скорость выключения транзистора Q2 получается ниже. В схемах И, НЕ-И и инверторах включение диода Шоттки D3 между базой транзистора Q2 и входом схемы обеспечивает низкоомную цепь разряда на землю. К сожалению, такое схемное решение для схем ИЛИ и НЕ-ИЛИ непригодно. Этот недостаток можно отчасти устранить, реализовав выполнение функции ИЛИ при помощи транзистора Qi вместо фазо-разделительного транзистора Q2. В этом случае емкости коллектор — подложка дополнительных параллельных транзисторов, на которых реализуется функция ИЛИ, будут подключены к некритичному узлу схемы (а не к коллектору фазо-разделительного транзистора), благодаря чему удастся избежать увеличения времени нарастания выходного сигнала.

Анализ показал, что средние задержки вентилей, построенных по двух- и трехкаскадной схемам, примерно одинаковы. Трехкаскадная схема потребляет несколько большую мощность, так как в ней имеется дополнительный резистор R, на котором рассеивается некоторая мощность. По этой причине для трехкаскадной схемы величина произведения быстродействие*мощность получается несколько больше. Однако этот незначительный недостаток с лихвой компенсируется ее высокой помехоустойчивостью и высокими порогами переключения. В связи с этим для создания быстродействующих ТТЛ ИС был выбран трехкаскадныи вариант построения схем.

Таблица 4. Типовые задержки Шоттки/ТТЛ ИС, выпускаемых фирмой Fairchild

Серия

Стандартные Шоттки/ТТЛ ИС

Задержка, нс

Маломощные Шоттки/ТТЛ ИС

Задержка, нс

ТТЛ ИС серии Fast

Задержка, нс

Емкость нагрузки, пф

Прибор

Нарастание

Спад

Средняя

Нарастание

Спад

Средняя

Нарастание

Спад

Средняя

15

2-входовый вентиль НЕ-И

3,3

3,8

3,55

5,3

5,7

5,5

3,1

2,4

2,75

2-входовый вентиль И

4,5

5,0

4,75

8,0

7,8

7,0

3,9

3,5

3,7

50

2-входовый вентиль НЕ-И

4,7

6,0

5,35

8,0

9,0

. 8,5

4,4

3,6

4,0

2-входовый вентиль И

6,0

7,0

6,5

10,0

11,0

10,5

5,5

4,7

5,1

Для измерения рабочих характеристик нового семейства схем было разработано несколько опытных схем на базе двухкаскадных вентилей НЕ-И. Эти вентили были реализованы по трехкаскадной схеме с уровнями мощности, типичными для существующих стандартных и маломощных Шоттки/ТТЛ ИС. Статические характеристики опытных схем были сделаны совместимыми с характеристиками современных стандартных и маломощных Шоттки/ТТЛ-приборов, за исключением того, что для опытных маломощных Шоттки/ТТЛ-схем типовые пороги переключения составили 1,5 В, а выходной ток короткого замыкания Ios был увеличен по сравнению с аналогичным параметром стандартных и маломощных Шоттки/ТТЛ-приборов с целью повышения эффективности работы схем на большие емкостные нагрузки. Динамические характеристики опытных схем приведены в табл.1.

Был исследован также ряд структур со средним уровнем интеграции. Для этой цели были изготовлены триггеры Т-типа и кольцевые счетчики, аналогичные по уровням мощности стандартным и маломощным Шоттки/ТТЛ-приборам и имеющие пороги переключения, как у маломощных Шоттки/ТТЛ-схем, и выходные буферные каскады. Испытания триггеров Т-типа осуществлялись на емкостную нагрузку 8 пФ без использования буферных усилителей тактовых сигналов. Для обоих типов схем была измерена максимальная частота переключения триггера fmax. Результаты исследований показали, что для маломощных приборов эта частота равна 172 МГц, а для приборов с обычным уровнем мощности — 270 МГц.

Для построения кольцевых счетчиков были использованы вентили, очень похожие на показанный на рис.1 и отличавшиеся только тем, что в них коллектор составного транзистора был подключен непосредственно к шине Vcc и фиксирующие диоды не использовались. Такое схемное решение достаточно традиционно и представляет собой схемный блок, который можно использовать в качестве тактового буфера для управления несколькими триггерами, в качестве вентиля управления выходом для прибора с выходным каскадом на три состояния или в качестве внутреннего вентиля с большим коэффициентом разветвления. Были исследованы вентили с четырьмя уровнями мощности (см. табл.2), и на основании результатов исследований были получены зависимости задержки и произведения задержках мощность от потребляемой мощности, показанные на рис.4.

Из этих зависимостей видно, что в диапазоне мощностей до 4 мВт задержка быстро уменьшается с ростом мощности. При мощностях более 4 мВт задержка почти не изменяется, вследствие чего в этом диапазоне имеет место быстрый рост величины произведения задержках*мощность. Поэтому оптимальным с точки зрения сочетания быстродействия и мощности является вентиль с потребляемой мощностью 4 мВт.

Новое семейство ИС

ТТЛ ИС серии FAST были разработаны на основании тщательного анализа оптимальной технологии и оптимальных схемных решений, необходимых для реализации быстродействующих и маломощных ТТЛ-схем. Приборы серии FAST по быстродействию имеют преимущество перед маломощными Шоттки/ТТЛ ИС (до 75%), а потребляемая ими мощность в четыре раза меньше мощности, потребляемой стандартными Шоттки/ТТЛ-схемами.

И хотя статические характеристики схем серии FAST очень близки к характеристикам стандартных Шоттки/ТТЛ ИС, имеется и ряд серьезных отличий (табл.3). Максимальная паспортная величина входного тока при логической 1 на входе IIH составляет для схем серии FAST 20 мкА, тогда как для Шоттки/ТТЛ ИС она равна 50 мкА, а входной ток при логическом 0 на входе Iil равен 0,6 мА по сравнению с 2 мА для Шогтки/ТТЛ ИС. Это обстоятельство в сочетании с тем, что выходные токи при логической 1 и логическом 0 на выходе для схем серии FAST совпадают с выходными токами для Шоттки/ТТЛ ИС, означает трехкратное увеличение коэффициента разветвления по выходу для новых схем.

Измерения показали, что подобные вентили, имеющие более простую схему и не содержащие буферных каскадов, обладают задержками менее 1 нс. На таких вент
Рис.5. Измерения показали, что подобные вентили, имеющие более простую схему и не содержащие буферных каскадов, обладают задержками менее 1 нс. На таких вентилях можно реализовать схемы с рабочими частотами, превышающими 200 МГц.

Максимальный входной ток приборов серии FAST, равный 100 мкА при 7 В, меньше тока Шоттки/ТТЛ-схем (1 мА при 5,5 В) благодаря использованию во входных цепях диодов, а не транзисторов. Следовательно, незадействованные входы этих схем можно подключать к шине питания, задавая тем самым на них уровни логической 1. Максимальный ток короткого замыкания для схем серии FAST равен 150 мА, что представляет собой промежуточную величину между стандартными Шоттки/ТТЛ ИС (для которых этот ток равен 100 мА) и описанными выше опытными схемами (200 мА). Это обеспечивает более эффективную работу схем на большие емкостные нагрузки при минимальном влиянии на их работу коротких фронтов сигналов, которые могут вызывать паразитные колебания. Благодаря использованию трехкаскадного схемного варианта величина входного порогового уровня логического 0, равная 0,8 В, выдерживается для схем серии FAST во всем военном температурном диапазоне.

В табл.4 приведены типовые динамические характеристики ИС серии FAST для двух выходных нагрузок (15 и 50 пФ), а также аналогичные характеристики стандартных и маломощных Шоттки/ТТЛ ИС.

Высокое быстродействие

По задержкам вентилей приборы серии FAST превосходят как маломощные, так и обычные Шоттки/ТТЛ ИС. При работе на емкость 15 пФ средние значения задержки для новых схем с однократной инверсией сигнала на 0,8 не (23%) меньше, чем для Шоттки/ТТЛ-схем; для схем с двойной инверсией сигнала эта разность составляет 1,1 не (тоже 23%). При работе на нагрузочную емкость 50 пФ преимущества новых схем еще более значительны. Для схем с однократной инверсией сигнала разность задержек составляет 1,4 не (26%), для схем с двойной инверсией—1,4 нc (22%). Это подтверждает повышенные нагрузочные возможности ИС серии FAST при работе на линии передачи.

Такое преимущество схем серии FAST в части быстродействия открывает отличные перспективы для их использования в СИС и БИС. Средняя задержка 4-мВт внутреннего вентиля с буферным выходом, на котором, в частности, были реализованы описанные выше кольцевые счетчики, составляет 1,7 нc. Измерения показали, что более простые внутренние вентили без буферных каскадов типа вентиля, показанного на рис.5, обладают субнаносекундными задержками. А результаты исследований триггеров Т-типа на элементах с уровнями мощности маломощных и стандартных Шоттки/ТТЛ-схем свидетельствуют о том, что типовые рабочие частоты триггерных схем нового типа могут достигать свыше 200 МГц.

Выходные данные:

Журнал "Электроника" том 52, No.05 (557), 1979г - пер. с англ. М.: Мир, 1979, стр.31

Electronics Vol.52 No.5 March 1, 1979 A. McGraw-Hill Publication

Раздел: МЕТОДЫ, СХЕМЫ, АППАРАТУРА

Тема:     Вычислительная техника





Дата последнего изменения:
Thursday, 21-Aug-2014 09:10:44 MSK


Постоянный адрес статьи:
http://az-design.ru/Support/HardWare/Fairchild/D19790301Elc031.shtml