Правильная ссылка на эту страницу
http://az-design.ru/Support/HardWare/Siemens/D19890314Elc015.shtml

Коррекция коэффициента мощности в импульсных источниках питания

УДК 621.311.6.018.756

Брэд Холл (Brad Hall)
Отделение мощных полупроводниковых приборов фирмы Siemens Components Inc. (Санта-Клара, шт.Калифорния)

Brad Hall. Correct power factor in switched mode power supplies, ED, 1988, No.24, pp.115,116,123,124,126.

Две специализированные ИС обеспечивают коррекцию коэффициента мощности и широкий диапазон по напряжению сети (от 90 до 220 В эфф.). Первая ИС (TDA4814A) производит коррекцию (до 0,97) путем управления входным повышающим импульсным стабилизатором по специальному алгоритму. Вторая ИС (TDА4919A) представляет собой 300-кГц схему управления для выходного однотактного импульсного ИП.

Обеспечение достаточно полной коррекции коэффициента мощности (КМ) в современных импульсных источниках питания (ИП) с бестрансформаторным входом вызывает трудности у многих разработчиков. При недостаточной коррекции КМ может оказаться превышенным лимит на него в местной электросети. Низкий КМ может также приводить к нарушению стандартов Федеральной комиссии связи по уровню электромагнитных помех (ЭМП). Кроме того, из-за больших импульсных токов понижается надежность работы разъемов и выключателей.

Решение этой проблемы можно упростить, если воспользоваться двумя новыми интегральными схемами. Предназначенные для совместной работы с мощными МОП-транзисторами в схемах преобразования мощности, эти ИС обеспечивают коррекцию КМ и широкий рабочий диапазон по напряжению сети.

Первая ИС, TDA4814A, решает проблему КМ при использовании в высокочастотном (минимум 40 кГц) повышающем импульсном стабилизаторе. Такой стабилизатор работает в режиме фильтра гармоник и производит коррекцию КМ до примерно 0,97. При этом достигается возможность работы при напряжениях сети от 90 до 220 В эфф. без необходимости переключения.

Вторая ИС, TDA4919A, представляет собой 300-кГц схему управления импульсным ИП. Она значительно усовершенствована по сравнению с предыдущими схемами управления однотактными прямыми преобразователями.

КМ равен отношению действующей мощности переменного или пульсирующего тока, измеренной ваттметром, к кажущейся мощности, т.е. произведению напряжения на ток (ВА), которые измеряются амперметром и вольтметром эффективных значений. Чисто резистивной нагрузке соответствует идеальный КМ, равный 1,0.

Однако большинство нескорректированных импульсных ИП с бестрансформаторным входом характеризуется КМ около 0,65. Такое пониженное значение КМ означает, что при тех же напряжении сети и выходной мощности ток, отбираемый этими ИП от сети, будет примерно на 35% больше тока, потребляемого при резистивной нагрузке.

Схема ИП с коррекцией КМ имеет синусоидальный входной ток, синфазный с входным напряжением. При этом гарантированно не будут нарушаться ограничения электросети на предельные значения КМ. Кроме того, облегчается фильтрация сетевых помех, необходимая для выполнения стандартов ФКС на уровне нелинейных искажений и ЭМП. Благодаря меньшим пиковым значениям входного тока такое устройство позволяет увеличить мощность, пропускаемую через выключатели и разъемы.

При отсутствии коррекции наличие выпрямителей и емкостных фильтров на входе практически всех импульсных ИП обусловливает низкое значение КМ. Например, если однотактный прямой преобразователь дает напряжение 15 В при 10 А, или 150 Вт, мощность на его входе в типичном случае составляет около 231 ВА. Без коррекции КМ импульсные ИП потребляют импульсы тока большой амплитуды, приближенно описываемые функцией 0,5*(1—cos X).

При синусоидальном напряжении 117 В эфф. (165 В ампл.) во входной выпрямитель будут поступать импульсы тока с амплитудой 6,4 А (рис.1,а). Эти богатые гармониками импульсы приводят к возникновению ЭМП. Более того, столь высокая амплитуда импульсов тока может приводить к ложному срабатыванию автоматических выключателей, которые в нормальном режиме не отключались, если бы входной ток был синусоидальным и, следовательно, имел значение, близкое к 1,5 А эфф. при нагрузке 150 Вт (рис.1,б).


Рис.1. При отсутствии коррекции коэффициента мощности на входе импульсных ИП действуют импульсы тока большой амплитуды (а), форма которых описывается выражением 0,5 (1—cos X). При том же самом синусоидальном напряжении сети коррекция коэффициента мощности с помощью ИС TDA4814A обеспечивает синусоидальную форму входного тока.

Импульсный ИП с коррекцией КМ

Примером схемы, лишенной таких недостатков, является схема двухкаскадного импульсного ИП, работающего от сети 90—220 В эфф. и вырабатывающего 15 В/10 А при КПД 86%. Первым каскадом в таком ИП служит повышающий импульсный стабилизатор, выполняющий функции предрегулятора для второго каскада, который представляет собой прямой преобразователь постоянного тока. ИП характеризуется нестабильностью по сети 0,02%, нестабильностью по нагрузке 0,4%, размахом пульсаций выходного напряжения менее 200 мВ.

В первом каскаде (рис.2) используется ИС TDA4814A, образующая контур регулирования с дополнительной обратной связью по току и управляющая 500-В 0,6-Ом МОП-транзистором (Q5) типа BUZ330 SIPMOS, используемым в качестве ключа повышающего преобразователя. При напряжении сети 117 В эфф. и номинальной нагрузке частота переключений примерно равна 75 кГц. ИС TDA4814A позволяет обеспечить работоспособность данного каскада при значительных изменениях напряжения сети.

В первом каскаде описываемого импульсного ИП используется ИС TDA4814A, образующая контур управления с дополнительной обратной связью по току и управля
Рис.2. В первом каскаде описываемого импульсного ИП используется ИС TDA4814A, образующая контур управления с дополнительной обратной связью по току и управляющая мощным МОП-транзистором BUZ330 в схеме повышающего стабилизаторе. Стабилизатор работает с частотой 74 кГц при напряжении сети 117 В эфф. и номинальной нагрузке. Кроме коррекции КМ этот стабилизатор обеспечивает широкий рабочий диапазон напряжений сети.

Во всем диапазоне напряжений сети от 90 до 220 В эфф. выходное напряжение преобразователя составляет 360 В при 0,5 А. Для обеспечения нормального режима работы ИС TDA4814A необходимо, чтобы выходное напряжение этого преобразователя по крайней мере на 50 В превышало амплитудное значение переменного напряжения входной сети. Это означает, что если наибольшее напряжение сети будет не 220 В эфф., а 265 В эфф., то выходное напряжение повышающего стабилизатора должно составлять примерно 425 В.

В ИС TDA4814A встроена схема самозапуска, работающая аналогично симметричному диодному тиристору и подающая пусковой сигнал на вывод 14. После включения повышающего стабилизатора диод D10 блокирует этот пусковой сигнал, и работа схемы обеспечивается специальным пусковым сигналом. Питание ИС TDA4814A осуществляется через резисторы P13 и P14 до тех пор, пока со второго каскада не поступит напряжение от вспомогательного 19-В источника.

В данной схеме на дросселе L1 имеется измерительная обмотка, служащая для обеспечения в нем режима прерывистых токов. Как только на измерительной обмотке появляется сигнал, соответствующий нулевому току дросселя, данная ИС вырабатывает сигнал, включающий МОП-транзистор Q5. Коммутация при нулевых токах в транзисторе и диоде, характерных для режима прерывистых токов в дросселе, обеспечивает высокий КПД. Опытным путем установлено, что отношение числа витков силовой обмотки L1 к числу витков измерительной обмотки должно составлять 5:1. Такое отношение позволяет получить достаточное напряжение для срабатывания TDA4814A без излишних потерь мощности.

При амплитудном значении напряжения сети 117 В эфф. и номинальной нагрузке амплитуда треугольного тока в силовой обмотке дросселя составляет 5,3 А, а напряжение сигнала на затворе транзистора Q5 равно 12 В (рис.3,а). Для обеспечения эффективного переключения МОП-транзистора на выходе ИС TDA4814A установлен простой буферный каскад на эмиттерных повторителях.


Рис.3. При амплитудном значении напряжения сети 117 В эфф. и номинальной нагрузке пиковое значение треугольного тока в силовой обмотке дросселя составляет примерно 5,3 А при размахе управляющего напряжения на затворе BUZ330 около 12 В (а). Когда выходной ток изменяется от 2 до 10 А с частотой 100 Гц, размах отклонений напряжения на 15-В выходе составляет всего 200 мВ (б).

Прохождение напряжения сети через нуль

При прохождении напряжения сети через нуль ток ни в сети, ни в дросселе не протекает. Поэтому без вспомогательного пускового сигнала управляющий сигнал на затворе транзистора Q5 отсутствует. Протекание тока при появлении напряжения сети обеспечивается вспомогательным пусковым сигналом, поступающим со второго каскада. Когда появляется нормальный пусковой сигнал, то с целью предотвращения наложения на него вспомогательного сигнала последний блокируется транзистором Q7. Вспомогательный пусковой сигнал имеет частоту около 185 кГц. Сигнал выключения Q5 вырабатывается путем сравнения тока транзистора (напряжение, пропорциональное току, подается на вывод 4) и напряжения сети (выход делителя напряжения сети подключается к выводу 11). Это принуждает входной ток иметь ту же форму, что и напряжение сети. Сигнал обратной связи с 360-В выхода, проходя через скомпенсированный операционный усилитель (ОУ) и схему умножения напряжения сети и опорного напряжения, обеспечивает стабилизацию выходного напряжения постоянного тока.

Определение рабочей частоты

В таблице приведены уравнения для вычисления рабочей частоты и индуктивности дросселя повышающего преобразователя. С помощью этих уравнений можно найти, что при индуктивности дросселя 200 мкГн и наихудшем рабочем режиме амплитуда тока в силовой обмотке дросселя IL составит около 8 А. Данное значение тока равно максимальному допустимому току через транзистор BUZ330 при 81°С. Наихудшему режиму соответствуют минимальное значение напряжения сети 90 В эфф. (при этом амплитудное значение VIN равно 127 В), время включенного состояния транзистора TON, равное 12,5 мкс, вышеприведенное значение тока дросселя, IL минимальное значение рабочей частоты 40 кГц и коэффициент заполнения последовательности импульсов 0,5.

Уравнения для нахождения значений рабочей частоты и индуктивности дросселя

Основные уравнения

Обозначения

1) IL=VINTON/L

VIN — напряжение сети (ампл.)

2) TOFF=IL/VOUT-VIN

VOUT — выходное напряжение

3) T=TON+TOFF

IIN — среднее значение выходного тока

4) VOUT = VINT/T—TON

IL — амплитуда тока дросселя

5) IIN = I/T[(ILTON/2) + (ILT0FF/2)]

L — индуктивность дросселя

6) IIN=0,5IL

Т — рабочий период

 

TON — время включенного состояния Q5

 

TOFF— время выключенного состояния Q5

Напряжение с выхода повышающего стабилизатора подается на второй каскад — однотактный прямой преобразователь. Динамическая нагрузочная характеристика этого преобразователя при 100-Гц изменении тока нагрузки от 2 А (20% номинальной нагрузки) до 10 А (номинальная нагрузка) показывает, что амплитуда выбросов и провалов выходного напряжения составляет всего лишь 100 мВ при времени установления около 5 мс. Таким образом, в этом случае размах отклонения выходного напряжения 15-В выхода равен всего 200 мВ (рис.3,б). Для управления 800-В 1,5-Ом МОП-транзистором типа BUZ355 в преобразователе используется ИС TDA4919A, осуществляющая широтно-им-пульсную модуляцию (ШИМ) и непрерывный контроль за током транзистора (рис.4).

Однотактный прямой преобразователь на 15 В/10 А. Для управления МОП-транзистором BUZ355 применена ИС TDA4919A, осуществляющая ШИМ-модуляцию с частотой
Рис.4. Однотактный прямой преобразователь на 15 В/10 А. Для управления МОП-транзистором BUZ355 применена ИС TDA4919A, осуществляющая ШИМ-модуляцию с частотой 185 кГц и непрерывный контроль за током транзистора.

Некоторыми из важных особенностей ИС TDA4919A являются рабочая частота переключений до 300 кГц, 0,5 А двухтактный выходной каскад, обеспечение режимов стабилизации по току и напряжению и динамическое ограничение тока. К другим особенностям относятся защита от чрезмерных повышений и понижений напряжений, встроенный усилитель сигнала ошибки, отдельная «земля» для выходного управляющего каскада, схема плавного («мягкого») включения и возможность установки на печатной плате методом монтажа на поверхность.

В схеме прямого преобразователя (рис.4) ИС TDA4919A непосредственно переключает Q3 (BUZ355) с частотой примерно 185 кГц. Частотная характеристика скомпенсированного преобразователя показывает запас по фазе 125° на частоте среза, равной 10 кГц. В цепи обратной связи используется получившая широкое распространение оптопара CNY17-F2, выходной транзистор которой не имеет базового вывода для повышения помехоустойчивости. В качестве источника опорного напряжения используется 5,1 В стабилитрон с очень малым температурным коэффициентом напряжения (типичное значение 0,01%/°С), подключенный к корректирующему усилителю LM358. Ферритовый сердечник трансформатора TR1 сделан из нового высокочастотного (50—300 кГц) феррита типа N67, разработанного фирмой Siemens. Это позволило уменьшить высокочастотную составляющую потерь и повысить КПД.

Раздельное питание первого и второго каскадов от сети через несколько мощных резисторов осуществляется до тех пор, пока не начнет работать вспомогательный 19 В источник. Переменное напряжение на вход вспомогательного источника подается с дополнительной обмотки из 1,5 витков на выходном трансформаторе TR1.

Два 600-В 40-Ом маломощных МОП-транзистора типа BSS125 (SIPMOS) отключают питание от сети в обоих каскадах после того, как вспомогательный источник начинает вырабатывать стабильное выходное напряжение. При этом на выводе 11 ИС TDA4919A появляется стабильное опорное напряжение. Отключение сети от данных ИС привело к повышению КПД импульсного ИП благодаря исключению излишних потерь в мощных резисторах, подключенных к сети. Транзисторы Q1 и Q2 служат для подачи тока от вспомогательного источника на первый каскад.

Таким образом, две новые ИС и МОП-транзисторы фирмы Siemens позволили сконструировать импульсный ИП с КМ 0,97 и полным КПД 87% при диапазоне напряжений сети 90— 220 В эфф.

Об авторе

Брэдфорд Холл — старший инженер по применениям, занимается МОП-транзисторами в Отделении мощных полупроводниковых приборов фирмы Siemens. Ранее работал в объединении дискретных полупроводниковых приборов компании Motorola (Финикс, шт.Аризона). Имеет диплом бакалавра в области электронной техники, полученный в университете Брайама Янга.

Литература

Hagiwara, Arnold. "The Benefits of Active Power Factor Correction." Powertechnics, Aprill 1988, pp. 35—38.

Herfurth, Michael. "Active Harmonic Filtering for Line Rectifiers of Higher Output Power." Siemens Components, XXI, No.1 (1986).

Herfurth, Michael. "TDA4814 — Integrated Circuit for Sinusoidal Line Current Consumption." Siemens Components XXI, No. 3 (1986).

Patel, Raoji. "250-W Off-line Forward Converter Design Review." Unitrode Power Supply Design Seminar, 1986. Siemens Application Note, "117 V/220 V ac to 5 V/20 A de Switching Power Supply According to the Single—Phase Feed-Forward Converter Principle".

Выходные данные:

Журнал "Электроника" том 61, No.22 (801), 1988г - пер. с англ. М.: Мир, 1988, стр.55

Electronic Design No.24 October 27, 1988 VNU Business Publication Inc.

Brad Hall. Correct power factor in switched mode power supplies, ED, 1988, No.24, pp.115,116,123,124,126.

Раздел: МЕТОДЫ, СХЕМЫ, АППАРАТУРА

Тема:     Источники питания





Дата последнего изменения:
Thursday, 21-Aug-2014 09:10:44 MSK


Постоянный адрес статьи:
http://az-design.ru/Support/HardWare/Siemens/D19890314Elc015.shtml